მაღალი ძაბვის გადართვის რეჟიმი კვების წყარო (SMPS)/გამაძლიერებელი კონვერტორი ნიქსი მილებისთვის: 6 ნაბიჯი

2024 ავტორი: John Day | [email protected]. ბოლოს შეცვლილი: 2024-01-30 10:20

ეს SMPS აძლიერებს დაბალ ძაბვას (5-20 ვოლტს) იმ მაღალ ძაბვამდე, რომელიც საჭიროა ნიქსი მილების გადასაყვანად (170-200 ვოლტი). გაფრთხილდით: მიუხედავად იმისა, რომ ამ მცირე წრეზე შესაძლებელია ბატარეებზე/დაბალი ძაბვის კედლის ვორტებზე მუშაობა, გამომავალი საკმარისზე მეტია თქვენი მოსაკლავად!

პროექტი მოიცავს: დამხმარე ცხრილებს EagleCAD CCT და PCB ფაილებს MikroBasic Firmware Source

ნაბიჯი 1: როგორ მუშაობს?

ეს დიზაინი ემყარება მიკროჩიპის განაცხადის შენიშვნას TB053 რამდენიმე მოდიფიკაციით Neonixie-L წევრების გამოცდილების საფუძველზე (https://groups.yahoo.com/group/NEONIXIE-L/). მიიღეთ აპლიკაციის შენიშვნა - კარგია მხოლოდ რამდენიმე გვერდის წაკითხვა: (https://ww1.microchip.com/downloads/en/AppNotes/91053b.pdf) ქვემოთ მოყვანილი ილუსტრაცია ამონარიდია TB053– დან. ის ასახავს SMPS– ის უკან არსებულ ძირითად პრინციპს. მიკროკონტროლერი ამყარებს FET- ს (Q1), რაც საშუალებას აძლევს მუხტს ჩაშენდეს ინდუქტორ L1- ში. როდესაც FET გამორთულია, მუხტი დიოდური D1– ით მიედინება კონდენსატორ C1– ში. Vvfb არის ძაბვის გამყოფი უკუკავშირი, რომელიც მიკროკონტროლერს საშუალებას აძლევს მონიტორინგი გაუწიოს მაღალ ძაბვას და გაააქტიუროს FET საჭიროებისამებრ სასურველი ძაბვის შესანარჩუნებლად.

ნაბიჯი 2: ინდუქტორის მახასიათებლები

მიუხედავად იმისა, რომ ძალიან ლამაზია, მიკროჩიპის აპლიკაციის შენიშვნა მე ცოტა უკუღმა მეჩვენება. იგი იწყება საჭირო სიმძლავრის განსაზღვრით, შემდეგ ირჩევს ინდუქტორის დატენვის დროს არსებული ინდუქტორების მიმართ შეშფოთების გარეშე. მე უფრო სასარგებლო აღმოვაჩინე ინდუქტორის არჩევა და პროგრამის შემუშავება. ინდუქტორები, რომლებიც მე გამოვიყენე არის "C&D Technologies Inductors RADIAL LEAD 100uH" (Mouser part 580-18R104C, 1.2 amp, $ 1.40), (Mouser part 580-22R104C, 0.67 ამპერი, $ 0.59). მე შევარჩიე ეს ინდუქტორები, რადგან ისინი ძალიან მცირეა, ძალიან იაფია, მაგრამ აქვთ ღირსეული სიმძლავრე. ჩვენ უკვე ვიცით ჩვენი კოჭის მაქსიმალური უწყვეტი რეიტინგი (0.67 ამპერი 22R104C– სთვის), მაგრამ ჩვენ უნდა ვიცოდეთ რამდენი დრო დასჭირდება დატენვას (ამოსვლის დრო). იმის ნაცვლად, რომ გამოვიყენოთ ფიქსირებული დატენვის დრო (იხ. განტოლება 6 TB053– ში) საჭირო კოჭის გამაძლიერებლების დასადგენად, ჩვენ შეგვიძლია გამოვკითხოთ განტოლება 6 და ამოვხსნათ ამოსვლის დრო: (შენიშვნა: განტოლება 6 TB053– ში არასწორია, ის უნდა იყოს L, არა 2 ლ) (ვოლტი in/Inductor uH)*აწევა_დრო = პიკი ამპერები-ხდება- (ინდუქტორი uH/ვოლტი)*Peak Amps = აწევის დრო. 22R104C– ის 5 ვოლტიანი მიწოდების გამოყენებით იძლევა შემდეგს-(100/5)*0.67 = 13.5uS დასჭირდება 13.5 აშშ დოლარი ინდუქტორული კოჭის სრულად დატენვას 5 ვოლტზე. ცხადია, რომ ეს მნიშვნელობა იცვლება მიწოდების სხვადასხვა ძაბვით. როგორც TB053- შია ნათქვამი: "ინდუქტორში დენი მყისიერად ვერ იცვლება. როდესაც Q1 გამორთულია, დენი L1- ში აგრძელებს D1- ის გავლით შესანახ კონდენსატორს, C1 და დატვირთვას, RL. ამდენად, დენ ინდუქტორში მცირდება წრფივად დროთა განმავლობაში პიკური დენიდან. ეს განტოლება დანერგულია ცხრილში, მაგრამ აქ არ იქნება განხილული. რამდენი ენერგიის მოპოვება შეგვიძლია 0.67 ამპ ინდუქტორიდან? მთლიანი სიმძლავრე განისაზღვრება შემდეგი განტოლებით (tb053 განტოლება 5): სიმძლავრე = (((აწევის დრო)*(ვოლტი)^{2)/(2*ინდუქტორი uH))}ვიყენებთ ჩვენს წინა მნიშვნელობებს-1.68 ვატი = (13.5uS*5 ვოლტი^2)/(2*100uH)-ვატების გადაკეთება mA-mA = ((სიმძლავრის ვატი)/(გამომავალი ვოლტი))*1000-180 გამომავალი ძაბვის გამოყენებით ჩვენ ვპოულობთ-9.31 mA = (1.68 ვატი/180 ვოლტი)*1000 ჩვენ შეგვიძლია მივიღოთ მაქსიმუმ 9.31 mA ეს კოჭა 5 ვოლტიანი მიწოდებით, იგნორირებას უკეთებს ყველა არაეფექტურობას და გადართვის დანაკარგებს. უფრო დიდი გამომავალი სიმძლავრის მიღწევა შესაძლებელია მიწოდების ძაბვის გაზრდით. ყველა ეს გამოთვლა განხორციელებულია ცხრილში "ცხრილი 1: მაღალი ძაბვის ელექტრომომარაგების კოჭის გამოთვლები", რომელიც შეიცავს ამ ინსტრუქციას. რამდენიმე მაგალითი coils არის შეყვანილი.

ნაბიჯი 3: მართეთ SMPS მიკროკონტროლით

ახლა, როდესაც ჩვენ გამოვთვალეთ აწევის დრო ჩვენი კოჭისთვის, ჩვენ შეგვიძლია დავამუშაოთ მიკროკონტროლერი, რომ დაატენოს იგი საკმარისად დიდხანს, რათა მიაღწიოს მის რეიტინგულ mA- ს. ამის გაკეთების ერთ -ერთი ყველაზე მარტივი გზაა PIC- ის აპარატურის პულსის სიგანის მოდულატორის გამოყენება. პულსის სიგანის მოდულაციას (PWM) აქვს ორი ცვლადი, რომელიც მოცემულია ქვემოთ მოცემულ ფიგურაში. მორიგე ციკლის დროს PIC ჩართავს FET- ს, ამყარებს მას და ინდუქტორულ კოჭაში დენს აძლევს (აწევის დრო). დანარჩენი პერიოდის განმავლობაში FET გამორთულია და დენი გაედინება ინდუქტორიდან დიოდის გავლით კონდენსატორებამდე და დატვირთვაზე (დაცემის დრო). ჩვენ უკვე ვიცით საჭირო ზრდის დრო ჩვენი წინა გათვლებიდან: 13.5uS. TB053 ვარაუდობს, რომ ზრდის დრო უნდა იყოს პერიოდის 75%. მე დავადგინე ჩემი პერიოდის ღირებულება ზრდის დროის გამრავლებით 1.33: 17.9uS. ეს შეესაბამება TB053– ის წინადადებას და უზრუნველყოფს ინდუქტორის უწყვეტ რეჟიმში დარჩენას - მთლიანად დატენვის ყოველი დატენვის შემდეგ. შესაძლებელია გამოვთვალოთ უფრო ზუსტი პერიოდი გამოთვლილი ზრდის დროის დამატებით გამოთვლილ შემოდგომის დროს, მაგრამ მე ეს არ მიცდია. ახლა ჩვენ შეგვიძლია განვსაზღვროთ ფაქტობრივი მოვალეობის ციკლი და პერიოდის მნიშვნელობები მიკროკონტროლერში შესასვლელად სასურველი დროის ინტერვალების მისაღებად რა მიკროჩიპის PIC საშუალო დონის სახელმძღვანელოში ჩვენ ვპოულობთ შემდეგ განტოლებებს (https://ww1.microchip.com/downloads/en/DeviceDoc/33023a.pdf): PWM Duty Cycle uS = (10 ბიტიანი მოვალეობის ციკლის მნიშვნელობა) * (1 / ოსცილატორი სიხშირე) * პრესკალერი თუ ჩვენ გადავაყენებთ პრესკალერს 1 -ზე და ამ განტოლებას ალგებრის ჯოხით ვიღებთ: 10 ბიტიანი მოვალეობის ციკლის მნიშვნელობა = PWM მოვალეობის ციკლი uS * ოსცილატორის სიხშირე სიხშირე: 107 = 13.5uS * 8Mhz107 შედის PIC– ში 13.5uS– ის მოვალეობის ციკლის მისაღებად. შემდეგი, ჩვენ ვადგენთ PWM პერიოდის მნიშვნელობას. საშუალო დიაპაზონის სახელმძღვანელოდან ვიღებთ შემდეგ განტოლებას: PWM პერიოდი uS = (((PWM პერიოდის მნიშვნელობა) + 1) * 4 * (1/ოსცილატორის სიხშირე) * (წინასწარი მნიშვნელობის მნიშვნელობა) ისევ, ჩვენ ვაყენებთ prescaler 1-ს და ავიწროებთ განტოლებას PWM პერიოდის ღირებულებისათვის, გვაძლევს: PWM პერიოდის მნიშვნელობას = (((PWM პერიოდი uS/(4/ოსცილატორის სიხშირე))-1) შემცვლელი პერიოდი uS for (1.33*ზრდის დრო) და ვივარაუდოთ 8 Mhz ოსცილატორის სიხშირე: 35 = ((17.9/(4/8))-1) 35 შედის PIC– ში 17.9uS პერიოდის მისაღებად. Მაგრამ მოიცადე! არ არის პერიოდი უფრო მოკლე ვიდრე მოვალეობის ციკლი? არა - PIC– ებს აქვთ 10 ბიტიანი სამუშაო ციკლის რეგისტრატორი და 8 ბიტიანი პერიოდის რეგისტრი. უფრო მეტი გარჩევადობაა მოვალეობის ციკლის ღირებულებასთან დაკავშირებით, ამიტომ მისი ღირებულება ზოგჯერ უფრო დიდი იქნება ვიდრე პერიოდის ღირებულება - განსაკუთრებით მაღალი სიხშირეებით. ყველა ეს გამოთვლა ხორციელდება ცხრილში "ცხრილი 2. PWM გამოთვლები" ცხრილში, რომელიც შეიცავს ამ ინსტრუქციას. რამდენიმე მაგალითი coils არის შეყვანილი.

ნაბიჯი 4: PCB დიზაინი

PCB & CCT არის EagleCad ფორმატში. ორივე შედის ZIP არქივში.

მე შევხედე რამდენიმე არსებულ დიზაინს ამ PCB– ის დამზადებისას. აქ არის ჩემი შენიშვნები: მნიშვნელოვანი დიზაინის მახასიათებლები: 1. მე მივყევი მიკროჩიპის APP შენიშვნას და გამოვიყენე TC4427A FET– ის მართვისთვის. ეს ა) იცავს მიკროკონტროლერს FET– დან ჩამოსული ძაბვებისგან და ბ) შეუძლია მართოს FET უფრო მაღალი ძაბვით ვიდრე PIC უფრო სწრაფი/რთული გადართვის უკეთესი ეფექტურობით. 2. მანძილი PIC– დან PET– დან FET– მდე მინიმუმამდეა დაყვანილი. 3. FET, ინდუქტორი, კონდენსატორები შეფუთულია მართლაც მჭიდროდ. 4. ცხიმის მარაგის კვალი. 5. კარგი საფუძველი FET- სა და wall-wort კავშირის წერტილს შორის. ამ პროექტისთვის ავირჩიე PIC 12F683 მიკროკონტროლერი. ეს არის 8 პინიანი PIC აპარატურით PWM, 4 ანალოგური ციფრული გადამყვანი, 8 მჰც შიდა ოსცილატორი და 256 ბაიტი EEPROM. რაც მთავარია, მე მქონდა ერთი წინა პროექტიდან. მე გამოვიყენე IRF740 FET Neonixie-L სიაში მისი მაღალი აღიარების გამო. არსებობს 2 კონდენსატორი HV მიწოდების შესამსუბუქებლად. ერთი არის ელექტროლიტური (მაღალი ტემპერატურა, 250 ვოლტი, 1uF), მეორე არის ლითონის ფილმი (250 ვოლტი, 0.47uf). ეს უკანასკნელი გაცილებით დიდი და ძვირია ($ 0.50 vs $ 0.05), მაგრამ აუცილებელია სუფთა გამომუშავების მისაღებად. ამ დიზაინში არის ორი ძაბვის უკუკავშირის სქემა. პირველი საშუალებას აძლევს PIC- ს იგრძნოს გამომავალი ძაბვა და გამოიყენოს იმპულსები FET– ზე, როგორც საჭიროა სასურველი დონის შესანარჩუნებლად. "ცხრილი 3. მაღალი ძაბვის კავშირის ქსელის გამოთვლები" შეიძლება გამოყენებულ იქნას უკუკავშირის სწორი მნიშვნელობის დასადგენად, 3 რეზისტორის ძაბვის გამყოფი და სასურველი გამომავალი ძაბვის გათვალისწინებით. სრულყოფილი მორგება ხდება 1k საპარსები რეზისტორით. მეორე უკუკავშირი ზომავს მიწოდების ძაბვას, ასე რომ PIC- ს შეუძლია განსაზღვროს ზრდის ოპტიმალური დრო (და პერიოდი/სამუშაო ციკლის მნიშვნელობები). ნაბიჯი 1 განტოლებებიდან ჩვენ აღმოვაჩინეთ, რომ ინდუქტორის აწევის დრო დამოკიდებულია მიწოდების ძაბვაზე. შესაძლებელია ცხრილიდან შეიტანოთ ზუსტი მნიშვნელობები თქვენს PIC– ში, მაგრამ თუ კვების წყარო შეიცვლება, მნიშვნელობები აღარ იქნება ოპტიმალური. თუ ბატარეები იწყებენ მუშაობას, ძაბვა მცირდება, რადგან ბატარეები იტვირთება, რაც უფრო დიდ დროს მოითხოვს. ჩემი გამოსავალი იყო, რომ PIC- მ გამოთვალოს ეს ყველაფერი და დააყენოს საკუთარი მნიშვნელობები (იხ. Firmware). სამი პინიანი მხტუნავი ირჩევს მიწოდების წყაროს TC4427A და ინდუქტორ კოჭისთვის. შესაძლებელია როგორც 7805 5 ვოლტიანი მარეგულირებელიდან გაშვება, მაგრამ უკეთესი ეფექტურობა და უფრო მაღალი გამომუშავება მიიღწევა უფრო დიდი მიწოდების ძაბვით. ორივე TC4427a და IRF740 FET გაუძლებს ~ 20 ვოლტს. ვინაიდან PIC დაკალიბრდება ნებისმიერი მიწოდების ძაბვისთვის, აზრი აქვს მათ პირდაპირ კვებავს კვების ბლოკიდან. ეს განსაკუთრებით მნიშვნელოვანია ბატარეის მუშაობაში - არ არის საჭირო ენერგიის დაკარგვა 7805 -ში, უბრალოდ მიეცით ინდუქტორი პირდაპირ უჯრედებიდან. LED- ები არჩევითია, მაგრამ მოსახერხებელია სროლისას. "მარცხენა" LED (ჩემს დაფებში ყვითელია) მიუთითებს, რომ HV კავშირი არის სასურველ წერტილში, ხოლო მარჯვენა LED (ჩემს დიზაინში წითელი) მიუთითებს, რომ ის დასრულებულია. პრაქტიკაში თქვენ მიიღებთ მშვენიერ PWM ეფექტს, რომელშიც LEDS ინტენსივობით ანათებს მიმდინარე დატვირთვასთან შედარებით. თუ წითელი LED გამორთულია (მყარი), ეს მიუთითებს იმაზე, რომ მიუხედავად მისი საუკეთესო მცდელობისა, PIC ვერ ინარჩუნებს გამომავალი ძაბვას სასურველ დონეზე. სხვა სიტყვებით რომ ვთქვათ, დატვირთვა აღემატება SMPS მაქსიმალურ გამომუშავებას. არ დაივიწყოთ წითლად ნაჩვენები გადასასვლელი მავთულები! ნაწილების სია ნაწილის ღირებულება C1 1uF 250V C3 47uF 50V C4 47uF (50V) C5 0.1uF C6.1uf C7 4u7 (50V) C8 0.1uF C9 0.1uF C11 0.47uF/250V D1 600V 250ns IC2 TC4427a IC5 7805 5volt მარეგულირებელი IC7 PIC 12F68 (22R104C) LED1 LED2 Q1 IRF740 R1 120K R2 0.47K R3 1K ხაზოვანი საპარსები R4 330 Ohm R5 100K R6 330 Ohm R7 10K SV1 3 Pin Header X2 3 Screw Terminal

ნაბიჯი 5: Firmware

ფირმა არის დაწერილი MikroBasic– ში, შემდგენელი უფასოა 2K– მდე პროგრამებისთვის (https://www.mikroe.com/). თუ გჭირდებათ PIC პროგრამისტი, განიხილეთ ჩემი გაძლიერებული JDM2 პროგრამისტის დაფა ასევე განთავსებული ინსტრუქციებზე (https://www.instructables.com/ex/i/6D80A0F6DA311028931A001143E7E506/?ALLSTEPS). ძირითადი ოპერაცია: 1. როდესაც ძალა გამოიყენება PIC იწყება. 2. PIC აყოვნებს 1 წამს ძაბვების სტაბილიზაციის საშუალებას. 3. PIC კითხულობს მიწოდების ძაბვის უკუკავშირს და ითვლის ოპტიმალური სამუშაო ციკლის და პერიოდის მნიშვნელობებს. 4. PIC აღწერს ADC კითხვას, მოვალეობის ციკლს და პერიოდის მნიშვნელობებს EEPROM– ში. ეს საშუალებას იძლევა გარკვეული სირთულეების გადაღება და ეხმარება კატასტროფული წარუმატებლობის დიაგნოზირებაში. EEPROM მისამართი 0 არის ჩაწერის მაჩვენებელი. ერთი 4 ბაიტიანი ჟურნალი ინახება ყოველ ჯერზე, როდესაც SMPS (ხელახლა) იწყება. პირველი 2 ბაიტი არის ADC მაღალი/დაბალი, მესამე ბაიტი არის ქვედა 8 ბიტიანი მოვალეობის ციკლის მნიშვნელობა, მეოთხე ბაიტი არის პერიოდის მნიშვნელობა. სულ 50 კალიბრაცია (200 ბაიტი) არის ჩაწერილი სანამ დაწერილი მაჩვენებელი გადაბრუნდება და კვლავ დაიწყება EEPROM მისამართზე 1. უახლესი ჟურნალი განთავსდება მაჩვენებელ -4-ში. მათი წაკითხვა შესაძლებელია ჩიპიდან PIC პროგრამისტის გამოყენებით. ზედა 55 ბაიტი თავისუფალია მომავალი გაუმჯობესებისთვის (იხ. გაუმჯობესებები). 5. PIC შედის გაუთავებელ მარყუჟში - იზომება მაღალი ძაბვის უკუკავშირის მნიშვნელობა. თუ ის სასურველი მნიშვნელობის ქვემოთაა, PWM სამუშაო ციკლის რეგისტრები იტვირთება გამოთვლილი მნიშვნელობით - შენიშვნა: ქვედა ორი ბიტი მნიშვნელოვანია და უნდა იყოს ჩატვირთული CPP1CON 5: 4, ზედა 8 ბიტი გადადის CRP1L– ში. თუ გამოხმაურება აღემატება სასურველ მნიშვნელობას, PIC იტვირთება მოვალეობის ციკლის რეგისტრატორებით 0. ეს არის "პულსის გამოტოვების" სისტემა. მე გადავწყვიტე პულსის გამოტოვება ორი მიზეზის გამო: 1) ასეთ მაღალ სიხშირეებზე არ არის ბევრი სათამაშო სიგანე (ჩვენს მაგალითში 0-107, გაცილებით ნაკლები მიწოდების უფრო მაღალი ძაბვის დროს) და 2) შესაძლებელია სიხშირის მოდულაცია, და გაცილებით მეტ ადგილს იძლევა კორექტირებისთვის (ჩვენს მაგალითში 35-255), მაგრამ მხოლოდ მოვალეობა ორმაგად არის დაცული მძიმე ტექნიკაში. PWM- ის მუშაობის დროს სიხშირის შეცვლას შეიძლება ჰქონდეს "უცნაური" ეფექტები. Firmware– ის გამოყენება: firmware– ის გამოსაყენებლად საჭიროა რამდენიმე კალიბრაციის ნაბიჯი. ეს მნიშვნელობები უნდა იყოს შედგენილი firmware- ში. ზოგიერთი ნაბიჯი არჩევითია, მაგრამ დაგეხმარებათ მაქსიმალურად მიიღოთ თქვენი კვების წყაროდან. const v_ref როგორც float = 5.1 'float const supply_ratio as float = 11.35' float const osc_freq as float = 8 'float const L_pepe as float = 67' float const fb_value as word = 290 'word ეს მნიშვნელობები შეგიძლიათ იხილოთ სიტყვის ზედა ნაწილში firmware კოდი. იპოვეთ მნიშვნელობები და დააყენეთ შემდეგნაირად. v_ref ეს არის ADC ძაბვის მითითება. ეს საჭიროა ფაქტობრივი მიწოდების ძაბვის დასადგენად, რომელიც შედის საფეხურზე 1 აღწერილ განტოლებებში. თუ PIC მუშაობს 7805 5 ვოლტიანი მარეგულირებელიდან, ჩვენ შეგვიძლია ველოდოთ დაახლოებით 5 ვოლტს. მულტიმეტრის გამოყენებით გაზომეთ ძაბვა PIC დენის კავშირს (PIN1) და ხრახნიან ტერმინალს შორის. ჩემი ზუსტი მნიშვნელობა იყო 5.1 ვოლტი. შეიყვანეთ ეს მნიშვნელობა აქ. supply_ratio მიწოდების ძაბვის გამყოფი შედგება 100K და 10K რეზისტორისგან. თეორიულად უკუკავშირი უნდა უდრიდეს მიწოდების ძაბვას გაყოფილი 11 -ზე (იხ. ცხრილი 5. მიწოდების ძაბვის კავშირის ქსელის გამოთვლები). პრაქტიკაში, რეზისტორებს აქვთ სხვადასხვა ტოლერანტობა და არ არის ზუსტი მნიშვნელობები. ზუსტი უკუკავშირის თანაფარდობის საპოვნელად: 1. გაზომეთ მიწოდების ძაბვა ხრახნიან ტერმინალებს შორის. 2. გაზომეთ უკუკავშირის ძაბვა PIC pin 7 -სა და ხრახნიან ტერმინალს შორის. 3. გაყავით V მარაგი FB V- ით ზუსტი თანაფარდობის მისაღებად. თქვენ ასევე შეგიძლიათ გამოიყენოთ "ცხრილი 6. მიწოდების ძაბვის კავშირის კალიბრაცია". osc_freq უბრალოდ ოსცილატორის სიხშირე. მე ვიყენებ 12F683 შიდა 8Mhz ოსცილატორს, ამიტომ ვწერ მნიშვნელობას 8. L_Ipeak გავამრავლოთ ინდუქტორის ხვეული uH მაქსიმალური უწყვეტი ამპერით ამ მნიშვნელობის მისაღებად. მაგალითში 22r104C არის 100uH კოჭა, რომლის რეიტინგია.67 ამპერი უწყვეტი. 100*.67 = 67. აქ მნიშვნელობის გამრავლება გამორიცხავს 32 ბიტიანი მცურავი წერტილის ცვლადს და გამოთვლას, რომელიც სხვაგვარად უნდა მოხდეს PIC– ზე. ეს მნიშვნელობა გამოითვლება "ცხრილი 1: ხრახნიანი გათვლები მაღალი ძაბვის ელექტრომომარაგებისთვის". fb_value ეს არის მთელი რიცხვითი მნიშვნელობა, რომელსაც PIC გამოიყენებს იმის დასადგენად, არის თუ არა მაღალი ძაბვის გამომუშავება სასურველ დონეს ზემოთ ან ქვემოთ. გამოიყენეთ ცხრილი 3, რათა დადგინდეს თანაფარდობა HV გამომავალსა და უკუკავშირის ძაბვას შორის, როდესაც წრფივი ტრიმერი ცენტრალურ მდგომარეობაშია. ცენტრის მნიშვნელობის გამოყენება იძლევა კორექტირების ოთახს ორივე მხარეს. შემდეგი, შეიყვანეთ ეს თანაფარდობა და თქვენი ზუსტი ძაბვის მითითება "ცხრილი 4. მაღალი ძაბვის კავშირი ADC Set Value", რათა დადგინდეს fb_value. მას შემდეგ რაც იპოვით ამ მნიშვნელობებს შეიყვანეთ ისინი კოდში და შეადგინეთ. დაწვით HEX PIC– ზე და მზად ხართ წასასვლელად! დაიმახსოვრე: EEPROM ბაიტი 0 არის ჟურნალის ჩაწერის მაჩვენებელი. დააყენეთ ის 1 -ზე, რათა დაიწყოთ ახალი ბაიტის 1 ბაიტზე შესვლა. კალიბრაციის გამო, FET და ინდუქტორი არასოდეს უნდა გახდეს თბილი. ასევე არ უნდა მოისმინოთ ზარის ხმა ინდუქტორის ხვეულიდან. ორივე ეს პირობა მიუთითებს კალიბრაციის შეცდომაზე. შეამოწმეთ მონაცემთა შესვლა EEPROM– ში, რათა დაადგინოთ, სად შეიძლება იყოს თქვენი პრობლემა.

ნაბიჯი 6: გაუმჯობესება

რამდენიმე რამ შეიძლება გაუმჯობესდეს:

1. განათავსეთ ხრახნიანი ტერმინალი FET– თან უფრო ახლოს, უკეთესი გზის გასავლელად. 2. გაამძაფრეთ მიწოდების კვალი კონდენსატორებსა და ინდუქტორზე. 3. დაამატეთ სტაბილური ძაბვის მინიშნება ბატარეებიდან მუშაობის გასაუმჯობესებლად და 7 ვოლტზე ნაკლები ძაბვისთვის (სადაც 7805 გამომავალი 5 ვოლტზე დაბლა იწევს). 4. გამოიყენეთ ზედა 55 EEPROM ბაიტი მომხიბლავი უსარგებლო მონაცემების შესასვლელად - გაშვების საერთო დრო, გადატვირთვის მოვლენები, მინ/მაქს/საშუალო დატვირთვა. -ian instructables-at-whereisian-dot-com