Grid Tie ინვერტორი: 10 ნაბიჯი (სურათებით)

2024 ავტორი: John Day | [email protected]. ბოლოს შეცვლილი: 2024-01-30 10:16

ეს არის ხორციანი პროექტი, ასე რომ შეაგროვეთ!

ქსელის ჰალსტუხის ინვერტორები საშუალებას გაძლევთ ჩაწეროთ ელექტროენერგია ქსელში, რაც გასაოცარია. მე ვთვლი, რომ მათ დიზაინში ჩართული ელექტრონიკისა და კონტროლის სისტემები საინტერესოა, ამიტომ ავაშენე საკუთარი. ეს მოხსენება იზიარებს იმას, რაც ვისწავლე და ასახავს როგორ გავაკეთე ეს. მე მაინტერესებს ნებისმიერი კომენტარი, რაც გქონდათ (გარდა იმ საკითხებისა, რომლებიც ეხება ელექტროენერგიის არევას).

ყველა კონცეფცია მასშტაბურია, მაგრამ ამ კონფიგურაციას ჰქონდა მაქსიმალური სიმძლავრე 40 ვატი, სანამ ფილტრის ინდუქტორები გაჯერებას დაიწყებდნენ. გამომავალი დენი იყო სინუსოიდური THD <5%.

იხილეთ პროგრამული უზრუნველყოფა ჩემს GitHub– ზე

მარაგები

• მე გამოვიყენე STM32F407 განვითარების დაფა. ის მუშაობს 168 MHz– ზე და აქვს 3 ჩამონტაჟებული ADC, რომელსაც შეუძლია 12 ბიტიანი გარჩევადობა 2.4 MSPS– ზე (მილიონი ნიმუში წამში) თითოეული. ეს გიჟურია!
• მე გამოვიყენე DRV8301 განვითარების დაფა. მასში განთავსებულია 60 ვ H ხიდი, საჭირო კარიბჭის დრაივერებთან ერთად, მიმდინარე შუნტები და მიმდინარე შუნტის გამაძლიერებლები. სუპერ სასიამოვნო!
• მე გამოვიყენე 230-25V ტოროიდული ტრანსფორმატორი 2 გამომავალი ონკანით. ეს ნიშნავს, რომ მე არ მჭირდება უშუალოდ მაგისტრალური ძაბვის გამომუშავება, არამედ სამაგიეროდ შემიძლია ვიმუშაო 40 ვოლტის პიკური ძაბვით. ბევრად უფრო უსაფრთხო!
• მე დავუკავშირე ინდუქტორებისა და კონდენსატორების დატვირთვა, რათა მივიღო L და C მნიშვნელობები, რაც მინდოდა ფილტრისთვის.
• ოსცილოსკოპი და დიფერენციალური ზონდი არის მთავარი მსგავსი პროექტისთვის. მე მაქვს პიკოსკოპი

ნაბიჯი 1: რა არის ძირითადი ენერგია?

რასაც თქვენ იღებთ ელექტროსადგურზე (დიდ ბრიტანეთში) არის 50Hz 230v RMS სინუსოიალური სიგნალი ძალიან დაბალი წინაღობით. რამდენიმე რამ უნდა ითქვას ამის შესახებ:

50Hz - ქსელის სიხშირე ძალიან ზუსტად შენარჩუნებულია 50 Hz– ზე. ის ოდნავ განსხვავდება, მაგრამ დროის 90% ის 49.9-50.1 ჰც-ს შორისაა. იხილეთ აქ. თქვენ წარმოიდგინეთ, რომ ყველა უზარმაზარი გენერატორი ელექტროსადგურებში ქვეყნის ზემოთ და ქვემოთ ტრიალებს ერთხმად. ისინი სინქრონულად ტრიალებენ ჩვენთვის და წარმოქმნიან 50Hz სინუსოიდალურ სიგნალს. მათ კომბინირებულ მასობრივ ბრუნვის ინერციას დრო სჭირდება შენელებისთვის ან დასაჩქარებლად.

თეორიულად, თუ უზარმაზარი დატვირთვა დაერთებოდა ქსელს, ის დაიწყებდა ქვეყნის გენერატორების შენელებას. თუმცა, საპასუხოდ, ეროვნული ქსელის კონტროლის ოფისში მყოფი ბიჭები მოითხოვდნენ ელექტროსადგურებს ქვაბების დაწვა, გათბობა და ამ გენერატორების გაძნელება მოთხოვნილების დაკმაყოფილებაში. ამრიგად, მიწოდება და მოთხოვნა ერთმანეთთან უწყვეტ ცეკვაშია.

კიდევ ერთი რამ ვთქვა 50Hz სიგნალზე. მიუხედავად იმისა, რომ ის ოდნავ იცვლება დაახლოებით 50 ჰც, ბიჭები ზემოდან დარწმუნებულები არიან, რომ დღის საშუალო სიხშირე ზუსტად 50 ჰც -ია. ასე რომ, თუ ქსელი არის 49.95Hz 10 წუთის განმავლობაში, ისინი უზრუნველყოფენ, რომ ის გადის 50.05Hz– ზე, რათა ციკლების ზუსტი რიცხვი 50Hz x 60 წამში x 60 წუთი x 24 საათი = 4, 320, 000/დღეში. ისინი ამას აკეთებენ ზუსტად საერთაშორისო ატომური დროის გამოყენებით. საყოფაცხოვრებო, საოფისე და სამრეწველო ტექნიკას შეუძლია გამოიყენოს ქსელის სიხშირე დროის შესანარჩუნებლად. ეს ჩვეულებრივ ხდება მექანიკური ბუდეების ქრონომეტრებით, მაგალითად.

230v - ეს არის RHz (Root Mean Square) ძაბვა 50Hz სიგნალისგან. სიგნალი იცვლება 325 ვ პიკზე. ეს მნიშვნელოვანია იცოდეთ, რადგან თუ თქვენ ინვერტორს აშენებთ, თქვენ უნდა აწარმოოთ ძაბვები ამხელა, თუ აპირებთ რაიმე დენის შემოდინებას სანთლებში.

სინამდვილეში, ძაბვები, რომლებიც ჩანს თქვენს სახლში, საკმაოდ ცვალებადია. ეს გამოწვეულია ძაბვის ვარდნით მავთულხლართებში, კონექტორებში, დაუკრავეებში, ტრანსფორმატორებში და ა. წინააღმდეგობა ყველგან არის. თუ ჩართავთ ელექტრო საშხაპეს, რომელიც იძენს 11 კილოვატს (ეს ~ 50 ამპერია), მაშინ 0.2 Ohms წინააღმდეგობაც კი დაგაკლდებათ 10 ვოლტზე. თქვენ შეიძლება ამას დაინახოთ, რადგან შუქები ოდნავ ოდნავ ჩამქრალია. დიდი ძრავები, როგორიცაა ჩლიქოსნები, უზარმაზარ დენებს იზიდავს, ხოლო ძრავა აჩქარებს. ასე რომ, თქვენ ხშირად ხედავთ შუქის ოდნავ ციმციმებას მათი ჩართვისას.

ჩემი აზრი ისაა, რომ ქსელის ძაბვა გაცილებით ცვალებადია. დიდ ბრიტანეთში ეს უნდა იყოს 230 ვ +10%/-6% ტოლერანტობით. თქვენ შეგიძლიათ ელოდოთ უეცარ ცვლილებებს და რყევებს, როდესაც ახლომდებარე დიდი დატვირთვები ჩართულია/გამორთულია. იფიქრეთ საშრობი საშრობები, ქვაბები, ღუმელები, ჩლიქები და ა.

სინუსოიდული - სიგნალი უნდა იყოს ლამაზი სუფთა სინუსური ტალღა, მაგრამ სინამდვილეში ზოგიერთი არაწრფივი მოწყობილობა იწოვს ძალას სინუსური ტალღის ციკლის გარკვეული წერტილებიდან. ეს იწვევს დამახინჯებას და ამიტომაც სიგნალი არ არის სრულყოფილი სინუსური ტალღა. არაწრფივი დატვირთვები ჩვეულებრივ მოიცავს კომპიუტერის კვების ბლოკებს, ფლუორესცენტურ ნათურებს, დამტენებს, ტელევიზორებს და ა.

ტოტალური ჰარმონიული დამახინჯება (THD) ადგენს ამას ტალღის ფორმაში. არსებობს რეგულაციები იმის შესახებ, თუ რამდენად სუფთა უნდა იყოს ინვერტორული გამომუშავება. თუ მას არ შეუძლია აწარმოოს საკმარისად სუფთა სიგნალი, მაშინ ის არ იქნება დამტკიცებული გასაყიდად. ეს მნიშვნელოვანია, რადგან ქსელში ჰარმონიული შემცველობა ამცირებს მასთან დაკავშირებული ზოგიერთი მოწყობილობის ეფექტურობას (განსაკუთრებით უცნაური ჰარმონიკა). მე მჯერა, რომ მაქსიმალური დასაშვები THD არის 8%

დაბალი წინაღობა - ქსელის ჰალსტუხის ინვერტორზე ფიქრისას ეს მნიშვნელოვანი იქნება გასათვალისწინებელი. არსებობს ყველანაირი დატვირთვა მაგისტრალზე, მათ შორის ინდუქციური, რეზისტენტული და ზოგჯერ ტევადობის დატვირთვები. ამიტომ წინაღობა უცნობი და ცვალებადია. წინააღმდეგობა ძალიან მცირეა, თუ თქვენ დააკავშირებთ მაღალი მიმდინარე დატვირთვას, ძაბვა საერთოდ არ დაეცემა.

ნაბიჯი 2: როგორ გადავიტანოთ ძალა ქსელში

ქსელში ენერგიის გადასატანად ჩვენ გვჭირდება სიგნალის სინთეზირება, რომელიც ზუსტად ემთხვევა ქსელის სიხშირესა და ფაზას, მაგრამ ძაბვით ოდნავ უფრო მაღალი.

ქსელის დაბალი წინააღმდეგობის გამო ძნელია ზუსტად ვიცოდეთ რამდენად მაღალია ამ ძაბვის გაკეთება. და როდესაც RMS ძაბვა ცვალებადია, ჩვენ უნდა უზრუნველვყოთ, რომ ჩვენ ვიცვლებოდეთ მასთან. ქსელის ძაბვაზე ოდნავ მაღალი ფიქსირებული 50Hz ძაბვის სიგნალის წარმოება არ იმუშავებს!

PI გამომავალი დენის კონტროლი

ჩვენ გვჭირდება საკონტროლო მარყუჟი, რომლის საშუალებითაც ჩვენ ვზომავთ მყისიერ დენს, რომელსაც ჩვენ ვუბიძგებთ ქსელში და ავტომატურად ვარეგულირებთ ჩვენს გამომავალ ძაბვას, რათა შევძლოთ მიმდინარე დენის მართვა. ეს ეფექტურად გარდაქმნის ჩვენს გამომუშავებას მიმდინარე წყაროდ (და არა ძაბვის წყაროდ), რაც უფრო მიზანშეწონილია დაბალი წინაღობების მართვისთვის. ჩვენ ამის მიღწევა შეგვიძლია PI (პროპორციული ინტეგრალური) საკონტროლო მარყუჟის გამოყენებით:

PI კონტროლის მარყუჟები ფანტასტიკურია! მათ აქვთ 3 ნაწილი:

• გაზომილი მნიშვნელობა - დენი, რომელსაც ჩვენ ვდებთ ქსელში
• დასახული წერტილი - დენი, რომელსაც ჩვენ გვინდა, რომ მივიყვანოთ ქსელში
• გამომავალი - სიგნალის ძაბვა გენერირება

ყოველ ჯერზე, როდესაც ჩვენ ვიძახებთ PID ალგორითმს, ჩვენ ვიღებთ უახლეს მიმდინარე გაზომვას და მითითებულ მნიშვნელობას. ის დაუბრუნებს თვითნებურ რიცხვს (გამომუშავებული ძაბვის პროპორციული).

ჩვენი PID კონტროლის ალგორითმი საშუალებას გვაძლევს ავირჩიოთ გამომავალი დენი, რომელიც გვსურს ნებისმიერ მომენტში. 50 ჰც -ის სინუსოიდალური გამომავალი დენის შესაქმნელად ჩვენ მუდმივად უნდა შევცვალოთ ჩვენი მოთხოვნილი დენი სინუსოიდალური ფორმით.

PID ალგორითმს ეწოდება ყოველ 100us (უდრის 200 -ჯერ 50Hz ციკლზე). ყოველ ჯერზე, როდესაც მას ეძახიან, შეუძლია უშუალოდ შეცვალოს გამომავალი ძაბვა და, შესაბამისად, არაპირდაპირ შეცვალოს გამომავალი დენი. შედეგად ჩვენ ვაწარმოებთ საფეხურებით მიმდინარე გამომუშავებას, როგორც სურათზეა ნაჩვენები, ყოველი ნაბიჯი ხდება ყოველ 100us- ში. ეს იძლევა საკმარის გარჩევადობას.

შემდგომი კონტროლი

ჩვენ შეგვიძლია მასიურად შევამციროთ PI კონტროლერის დატვირთვა დამატებით კონტროლერის დამატებითაც. ეს ადვილია! ჩვენ ვიცით სავარაუდო გამომავალი ძაბვა, რომელიც ჩვენ უნდა შევქმნათ (იგივე, რაც ქსელის მყისიერი ძაბვა). ამის შემდეგ PI კონტროლერი შეიძლება დარჩეს, რათა დაამატოთ მცირე დამატებითი ძაბვა, რომელიც საჭიროა გამომავალი დენის მართვისთვის.

თავისთავად მიმწოდებელი კონტროლერი შეესაბამება ინვერტორული გამომავალი ძაბვას ქსელის ძაბვას. არცერთი დენი არ უნდა გადიოდეს, თუ ჩვენ საკმარისად კარგად ვეხებით. ამრიგად, შემდგომი კონტროლი ასრულებს გამომავალი კონტროლის 99% -ს.

ქსელის დაბალი წინააღმდეგობის გამო, ჩვენი FF გამომავალი ძაბვისა და ქსელის ძაბვის ნებისმიერი სხვაობა გამოიწვევს დიდ დენს. ამიტომ დავამატე 1 ოჰმ ბუფერული წინააღმდეგობა ინვერტორსა და ქსელს შორის. ეს იწვევს დანაკარგებს, მაგრამ ისინი საკმაოდ მცირეა გრანდიოზულ სქემაში.

ნაბიჯი 3: გამომავალი ძაბვის წარმოება PWM გამოყენებით

მიუხედავად იმისა, რომ ჩვენ არაპირდაპირ ვაკონტროლებთ გამომავალ დენს, ეს არის გამომავალი ძაბვა, რომელსაც ჩვენ ვქმნით ნებისმიერ მომენტში. ჩვენ ვიყენებთ PWM (პულსის სიგანის მოდულაცია) ჩვენი გამომუშავებული ძაბვის შესაქმნელად. PWM სიგნალები ადვილად წარმოიქმნება მიკროკონტროლერების მიერ და მათი გაძლიერება შესაძლებელია H- ხიდის გამოყენებით. ეს არის მარტივი ტალღის ფორმები, რომლებიც ახასიათებს 2 პარამეტრს, სიხშირეს F და მოვალეობის ციკლს D.

PWM ტალღოვანი ცვლის 2 ძაბვას შორის, ჩვენს შემთხვევაში 0v და Vsupply

• D = 1.0 – ით PWM ტალღის ფორმა უბრალოდ DC არის Vsupply– ზე
• D = 0.5 -ით ვიღებთ კვადრატულ ტალღას საშუალო ძაბვით 0.5 x Vsupply, (ანუ D x Vsupply)
• D = 0.1 -ით ვიღებთ იმპულსურ ტალღის ფორმას, რომლის საშუალო პერიოდია 0.1 x Vsupply
• D = 0.0 -ით, გამომავალი არის ბრტყელი ხაზი (DC 0v- ზე)

საშუალო ძაბვა არის მთავარი. დაბალი გამავლობის ფილტრით ჩვენ შეგვიძლია ამოიღოთ ყველაფერი გარდა DC საშუალო კომპონენტისა. ასე რომ, PWM მოვალეობის ციკლის D- ის შეცვლით, ჩვენ შეგვიძლია შევქმნათ ნებისმიერი DC ძაბვა სასურველი. Ტკბილი!

H- ხიდის დასაქმება

H- ხიდი შედგება 4 გადართვის ელემენტისგან. ეს შეიძლება იყოს BJT, MOSFET ან IGBT. სინუსური ტალღის პირველი ნახევრის (0 - 180 გრადუსი) წარმოებისათვის, ჩვენ ვაყენებთ B ფაზას დაბალ დონეზე, Q3- ის გამორთვით და Q4 ჩართვით (ანუ PWM- ის გამოყენებით D = 0). შემდეგ ჩვენ ვასრულებთ ჩვენს PWMing ფაზას A. მეორე ნახევრისთვის, სადაც VAB უარყოფითია, ჩვენ ვაყენებთ ფაზას დაბალ დონეზე და ვსვამთ ჩვენს PWM ფაზას B. ეს ცნობილია როგორც ბიპოლარული გადართვა.

H- ხიდზე არსებული MOSFET– ები უნდა მართოს კარიბჭის მძღოლმა. ეს არის საკუთარი თემა, მაგრამ უბრალო ჩიპს შეუძლია მასზე ზრუნვა. DRV8301 dev დაფაზე მოხერხებულად არის განთავსებული H-Bridge, კარიბჭეების დრაივერები და ჩვენთვის არსებული შანტები, რაც ამ პროექტს ბევრად უფრო ამარტივებს.

ნაბიჯი 4: მიმდინარე გაზომვა

H- ხიდის თითოეულ ფეხს აქვს შუნტის რეზისტორი და დიფერენციალური გამაძლიერებელი. ჩვენი shunts არის 0.01ohms და ჩვენი გამაძლიერებლები არის მითითებული, რომ გაიზარდოს 40. აქედან გამომდინარე, 1 Amp ავითარებს 10mV shunt- ზე, რომელიც შემდგომში გაძლიერდება 400mV.

შუნტის გამაძლიერებლების შედეგები იკითხება 12 ბიტიანი ADC– ებით STM32F407– ზე, რომელიც მუშაობს უწყვეტი კონვერტაციის რეჟიმში. ADC– ები დაყენებულია თითოეული შუნტის შესამოწმებლად 110KSPS– ზე და DMA კონტროლერი ავტომატურად წერს კონვერტაციებს 11 სიტყვიანი წრიულ ბუფერში RAM– ში. როდესაც საჭიროა მიმდინარე გაზომვა ჩვენ მოვუწოდებთ ფუნქციას, რომელიც აბრუნებს ამ 11 სიტყვის ბუფერის საშუალო მნიშვნელობას.

ვინაიდან ჩვენ ვითხოვთ მიმდინარე გაზომვებს PID– ის ყოველ გამეორებაზე (10 KHz– ზე), მაგრამ ვავსებთ ჩვენს 11 სიტყვით ADC ბუფერებს 110 KHz სიხშირით, ჩვენ უნდა მივიღოთ სრულიად ახალი მონაცემები თითოეული PID გამეორებით. მედიანური ფილტრის გამოყენების მიზეზი არის ის, რომ PWM გადართვას შეუძლია შეიტანოს ნაკაწრები ნაზავში და მედიანური ფილტრები აღმოფხვრას ყალბი ADC ნიმუშები ძალიან ეფექტურად.

აქ მნიშვნელოვანია გავამახვილოთ ყურადღება: H- ხიდის რომელ ფეხს ვიყენებთ მიმდინარე გაზომვებისთვის? ეს დამოკიდებულია იმაზე, თუ რომელი ფეხი გვაქვს ამჟამად PWMing და რომელი მხოლოდ დაბალია. დაბალი ფეხი არის ის, საიდანაც ჩვენ გვინდა გავზომოთ ჩვენი დენი, რადგან დენი ყოველთვის მიედინება შუნტის წინააღმდეგობის გავლით იმ მხარეს. შედარებისთვის, PWMed- ის მხარეს, როდესაც მაღალი მხარის MOSFET ჩართულია და დაბალი მხარე გამორთულია, დაბალი დონიდან დენი არ გადის. ამრიგად, ჩვენ ვცვლით რომელ ფეხს ვზომავთ დენს ინვერტორის გამომავალი პოლარობის საფუძველზე. თქვენ ამას ნათლად ხედავთ სურათზე, რომელიც აჩვენებს გამოსასვლელს ერთ -ერთი შუნტის გამაძლიერებელიდან გარკვეული პერიოდის განმავლობაში. ცხადია, რომ ჩვენ გვსურს წაკითხვის გაკეთება შეუფერხებლად.

ჩვენი მიმდინარე კითხვების გამართვის დასახმარებლად. მე დავაყენე ციფრული-ანალოგური გადამყვანი STM32F407– ზე. მე დავწერე მიმდინარე კითხვები, რომელსაც ვიღებდი და გამოვიყენე გამომავალი. ეს შეგიძლიათ ნახოთ საბოლოო სურათზე, ლურჯი არის ძაბვა გამომავალი ბუფერული რეზისტორის გასწვრივ (ანუ გამომავალი დენი/1.1 ოჰმ) და წითელი სიგნალი არის ჩვენი DAC გამომავალი.

ნაბიჯი 5: გამომავალი ფილტრაცია

გამომავალი ფილტრი არის დიზაინის მთავარი ნაწილი. ჩვენ გვჭირდება ეს მახასიათებლები:

1. დაბლოკეთ ყველა მაღალი სიხშირის გადართვა, მაგრამ გაიარეთ 50Hz სიგნალი
2. დაბალი დანაკარგები
3. არა რეზონანსისთვის!
4. გაუმკლავდეს მიმდინარე და ძაბვებს

F სიხშირის PWM სიგნალის ფურიერი გარდაქმნა 0, მოვალეობის ციკლი D, 0 - შორის

ეს ბრწყინვალეა! ეს იმას ნიშნავს, რომ თუ ჩვენ ჩავდებთ ჩვენს PWM სიგნალს დაბალი გავლის ფილტრში, რომელიც ბლოკავს PWM ფუნდამენტურს და ყველაფერს ზემოთ. ჩვენ დაგვრჩა DC ძაბვის ვადა. მოვალეობის ციკლის ცვალებადობით ჩვენ შეგვიძლია მარტივად გამოვაჩინოთ ნებისმიერი ძაბვა, რომელიც გვსურს 0 - Vsupply შორის, როგორც განმარტებულია.

ზემოაღნიშნული სასურველი მახასიათებლების საფუძველზე ჩვენ შეგვიძლია შევქმნათ გამომავალი ფილტრი. ჩვენ გვჭირდება დაბალი გამტარი ფილტრი, რომელიც დამზადებულია მინიმალური წინააღმდეგობით, რათა თავიდან ავიცილოთ დანაკარგები. ამიტომ ჩვენ უბრალოდ ვიყენებთ ინდუქტორებსა და კონდენსატორებს. თუ ჩვენ ვირჩევთ რეზონანსულ სიხშირეს 1 - 2KHz შორის, ჩვენ თავიდან ავიცილებთ რეზონანსს, რადგან ჩვენ არ ვაყენებთ სიგნალებს ამ სიხშირის მახლობლად. აქ არის ჩვენი ფილტრის დიზაინი. ჩვენ ვიღებთ ჩვენს გამომავალს, როგორც ძაბვას C1- ზე.

L1 = L2 = 440uH, C1 = 8.4uF არჩევით ჩვენ გამოვთვლით რეზონანსულ სიხშირეს 1.85KHz. ეს არის რეალისტური კომპონენტის ღირებულებებიც.

სასიცოცხლოდ მნიშვნელოვანია იმის უზრუნველყოფა, რომ ჩვენი ინდუქტორები არ დაიწყებენ გაჯერებას იმ დენებით, რასაც ჩვენ ველოდებით. ინდუქტორებს, რომლებსაც მე ვიყენებ, აქვთ 3A გაჯერების დენი. ეს იქნება შეზღუდვის ფაქტორი ჩვენი მიკროსქემის გამომავალ სიმძლავრეზე. ასევე მნიშვნელოვანია გავითვალისწინოთ კონდენსატორის ძაბვის მაჩვენებელი. მე ვიყენებ 450 ვ კერამიკას, რაც ამ შემთხვევაში ძალიან ჭარბია!

ბოდის ნაკვეთი (ოდნავ განსხვავებული L/C მნიშვნელობებისთვის) გენერირებულია LTspice– ის გამოყენებით. ის გვაჩვენებს შესუსტებას, რომელიც გამოწვეულია შეყვანის სხვადასხვა სიხშირეზე. ჩვენ ნათლად ვხედავთ რეზონანსულ სიხშირეს 1.8KHz. ეს გვიჩვენებს, რომ 50Hz სიგნალი თითქმის მთლიანად არის უტყუარი, ხოლო მე შემიძლია გითხრათ, რომ 45 KHz სიგნალი შესუსტებულია 54dB- ით!

მოდით ავირჩიოთ ჩვენი PWM გადამზიდავის სიხშირე ~ 45KHz. უფრო მაღალი PWM გადამზიდავი სიხშირეების არჩევით, ფილტრის სიხშირე შეიძლება გაიზარდოს. ეს კარგია, რადგან ის ამცირებს L და C მნიშვნელობებს. ეს ნიშნავს უფრო მცირე და იაფ კომპონენტებს. უარყოფითი მხარე ის არის, რომ უფრო მაღალი PWM გადართვის სიხშირე შემოაქვს უფრო დიდი დანაკარგები ტრანზისტორი კონცენტრატორებში.

ნაბიჯი 6: ფაზისა და სიხშირის სინქრონიზაცია

ქსელის ფაზისა და სიხშირის სინქრონიზაცია არის ის, რაც ქმნის ქსელის ჰალსტუხის ინვერტორს. ჩვენ ვიყენებთ PLL (Phase Locked Loop) ციფრულ განხორციელებას, რათა მივაღწიოთ მაგისტრალური სიგნალის ზუსტ ფაზურ თვალყურს. ჩვენ ამას ვაკეთებთ:

1. ქსელის ძაბვის შერჩევა
2. საკუთარი 50Hz სიზუსოიდული სიგნალის წარმოება
3. შეადარეთ ფაზა ჩვენს ადგილობრივ სიგნალს და მაგისტრალურ სიგნალს შორის
4. ადგილობრივი სიგნალის სიხშირის რეგულირება, სანამ ფაზის სხვაობა 2 სიგნალს შორის ნულოვანია

1) მაგისტრალური ძაბვის შერჩევა

ჩვენ ვაკონფიგურირებთ მე –3 ADC არხს, რომ წაიკითხოს ხაზის ძაბვა. ამას ჩვენ ვიღებთ ძაბვით გამყოფი ტრანსფორმატორის ონკანზე, როგორც ნაჩვენებია. ეს უზრუნველყოფს მასშტაბურ ძაბვას, რომელიც იცვლება დაახლოებით 1.65 ვ, რაც ზუსტად წარმოადგენს ქსელის ძაბვას.

2) ადგილობრივი 50Hz სინუსოიალური სიგნალის წარმოება ჩვენი საკუთარი ადგილობრივი 50Hz სინუსური ტალღის დამზადება ადვილია. ჩვენ ვინახავთ 256 სინუს მნიშვნელობის საძიებო ცხრილს. ჩვენი სიმულაციური სინუსური მნიშვნელობა ადვილად მიიღება საძიებელი ინდექსის გამოყენებით, რომელიც თანდათან ბრუნავს ცხრილში.

ჩვენ უნდა გავზარდოთ ჩვენი ინდექსი ზუსტად სწორი სიჩქარით, რათა მივიღოთ 50Hz სიგნალი. კერძოდ 256 x 50Hz = 12, 800/წმ. ჩვენ ამას ვაკეთებთ ტაიმერის 9 გამოყენებით 168MHz. 168 MHz/12800 = 13125 საათის ტიკების ლოდინით ჩვენ დავაყენებთ ჩვენს ინდექსს სწორი სიჩქარით.

3) შეადარეთ ფაზა ჩვენს ადგილობრივ სიგნალს და მაგისტრალურ სიგნალს შორის ეს არის მაგარი ნაწილი! თუ თქვენ აერთიანებთ cos (wt) x sin (wt) პროდუქტს 1 პერიოდის განმავლობაში, შედეგი ნულის ტოლია. თუ ფაზის სხვაობა 90 გრადუსზე მეტია, მიიღებთ არა ნულოვან რიცხვს. მათემატიკურად:

ინტეგრალური [Asin (t) x Bsin (t + φ)] = Ccos (φ)

Მაგარია! ის გვაძლევს საშუალებას შევადაროთ მაგისტრალური სიგნალი, sin (ωt) ჩვენს ადგილობრივ სიგნალს, sin (+t + φ) და მივიღოთ მნიშვნელობა.

თუმცა არის საკითხი, რომელიც უნდა მოგვარდეს: თუ გვინდა, რომ ჩვენი სიგნალები დარჩეს ფაზაში, ჩვენ უნდა შევცვალოთ ჩვენი ადგილობრივი სიხშირე, რათა შევინარჩუნოთ Ccos (φ) ტერმინი მაქსიმალური. ეს არ იმუშავებს კარგად და ჩვენ მივიღებთ ფაზის ცუდ თვალყურს. ეს იმიტომ ხდება, რომ oscos (φ) d/dφ არის 0 at φ = 0. ეს ნიშნავს, რომ Ccos (φ) ტერმინი დიდად არ იცვლება ფაზის ცვლილებებთან ერთად. ამას რამე აზრი აქვს?

ბევრად უკეთესი იქნება შერჩეული ნიმუშის სიგნალის ეტაპობრივად გადატანა 90 გრადუსით ისე, რომ ის გახდეს cos (ωt + φ). მაშინ ჩვენ გვაქვს ეს:

ინტეგრალური [Asin (t) Bcos (t + φ)] = Csin (φ)

90 გრადუსიანი ფაზის ცვლის დანერგვა ადვილია, ჩვენ უბრალოდ ჩავსვამთ ჩვენს ქსელში ADC ძაბვის ნიმუშებს ბუფერის ერთ ბოლოში და ამოვიღებთ მათ შემდეგ რამოდენიმე ნიმუშს, რაც შეესაბამება 90 გრადუსიანი ფაზის ცვლას. მას შემდეგ, რაც ქსელის სიხშირე თითქმის არ იცვლება 50 Hz– დან, დროის მარტივი შეფერხების ტექნიკა ბრწყინვალედ მუშაობს.

ჩვენ ახლა ვამრავლებთ ჩვენი 90 გრადუსიანი ფაზის გადატანილი მაგისტრალურ სიგნალს ადგილობრივ სიგნალთან და ინარჩუნებს პროდუქტის ინტეგრალს ბოლო პერიოდში (ანუ ბოლო 256 მნიშვნელობებზე).

შედეგი, რომელიც ჩვენ ვიცით, იქნება ნული, თუკი 2 სიგნალი ზუსტად შენარჩუნდება ერთმანეთისგან 90 გრადუსით. ეს ფანტასტიკურია, რადგან ის ანგრევს იმ ფაზის ცვლას, რომელიც ჩვენ უბრალოდ მივმართეთ მაგისტრალურ სიგნალს. მხოლოდ გასარკვევად, ინტეგრალური ტერმინის მაქსიმუმის ნაცვლად ჩვენ ვცდილობთ შევინარჩუნოთ ის ნულოვანი და ჩვენ ეტაპობრივად ვცვლით ჩვენი მთავარი სიგნალს. ამ 2 ცვლილებით შემოღებული 90 გრადუსიანი ფაზური ცვლა ერთმანეთს აუქმებს.

ასე რომ, თუ Integral_Result <0 ჩვენ ვიცით, რომ ჩვენ უნდა გავზარდოთ ჩვენი ადგილობრივი ოსცილატორის სიხშირე, რათა ის დავბრუნდეთ ქსელში და პირიქით.

4) ადგილობრივი სიგნალის სიხშირის რეგულირება ეს ბიტი ადვილია. ჩვენ უბრალოდ ვარეგულირებთ პერიოდს ინდექსის ზრდას შორის. ჩვენ ვზღუდავთ იმას, თუ რამდენად სწრაფად შეგვიძლია გამოვასწოროთ ფაზის სხვაობა არსებითად გაფილტრული ყალბი მოვლენებით. ჩვენ ამას ვაკეთებთ PI კონტროლერის გამოყენებით ძალიან მცირე I ტერმინით.

და ეს არის ის. ჩვენ ჩაკეტილი გვაქვს ჩვენი სინუსური ტალღის ადგილობრივი ოსცილატორი (რომელიც ადგენს გამომავალი დენის წერტილს), რომ იყოს ფაზაში მაგისტრალურ ძაბვასთან. ჩვენ განვახორციელეთ PLL ალგორითმი და ის სიზმარივით მუშაობს!

ჩვენი ადგილობრივი ოსცილატორის სიხშირის გაზრდა ასევე ამცირებს ქსელის სიგნალის ფაზის ცვლას. ვინაიდან ჩვენ ვზღუდავთ სიხშირის რეგულირებას +/- 131 ტკიპამდე (+/-%1%), ჩვენ გავლენას მოახდენს ფაზის ცვლაზე მაქსიმუმ +/- 1 ° -ით. ეს საერთოდ არ იქნება მნიშვნელოვანი ფაზების სინქრონიზაციისას.

თეორიულად თუ ქსელის სიხშირე გადახრილი იქნება 0.5 ჰც -ზე მეტი ჩვენ დავკარგავთ ფაზის ჩაკეტვას. ეს გამოწვეულია ჩვენი ზემოაღნიშნული შეზღუდვით, თუ რამდენად შეგვიძლია შეცვალოთ ჩვენი ადგილობრივი ოსცილატორის სიხშირე. თუმცა ეს არ მოხდება, თუ ქსელი არ დაიშლება. ჩვენი კუნძულების საწინააღმდეგო დაცვა ამ ეტაპზე მაინც დაიწყება.

ჩვენ ვატარებთ ნულოვანი გადაკვეთის ამოცნობის დაწყებას, რათა მაქსიმალურად შევეცადოთ დავიწყოთ სიგნალების ინფაზა ოფსეტურიდან.

ნაბიჯი 7: საწინააღმდეგო კუნძულები

ვიკიპედიას აქვს გასაოცარი სტატია კუნძულის დასახლებისა და კუნძულის საწინააღმდეგო ტექნიკის შესახებ. ის ასევე გულისხმობს იმას, რომ ხალხი ჩურჩულებს და აკაკუნებს საჭიროზე მეტად, როდესაც საქმე ამ თემას ეხება.”ოჰ, თქვენ არ შეგიძლიათ შექმნათ თქვენი საკუთარი ბადის ჰალსტუხი ინვერტორული, თქვენ მოკვლით ვინმეს და ა.შ.”

ვიკიპედიის სტატიით უკეთესად განმარტებული, ჩვენ ვიყენებთ უსაფრთხოების რამდენიმე ზომას, რომლებიც ერთად უზრუნველყოფენ ადექვატურ დაცვას (ჩემი აზრით):

1. ქვეშ/მეტი ძაბვა
2. ქვეშ/მეტი სიხშირე

ჩვენ შეგვიძლია გამოვავლინოთ ეს სიტუაციები უბრალოდ ჩვენი შერჩეული მასშტაბური ქსელის ძაბვის ანალიზით. თუ რამე გამოდის, გამორთეთ H- ხიდი და დაელოდეთ მოვლენების ნორმალიზებას.